SI理论基础信号完整性概念数字信号的频域表示传输线基础相关总结信号参考GND平面和VCC平面信号参考GND平面信号参考VCC平面Gbps高速差分过孔为什么加伴随GND过孔为什么只有均匀传输线才有特性阻抗焊盘、反焊盘和热焊盘PCB中什么是反焊盘反焊盘与焊盘和热焊盘为什么需要反焊盘PCB软件在负片层上的默认逻辑串扰基础理论串扰的定义串扰形成的根源感性耦合和容性耦合区别物理本质与产生原因耦合方向与极性对走线结构的敏感度抑制方法差异近端干扰和远端干扰为什么近端相加、远端相减为什么常见PCB的微带线表层走线是非均匀介质带状线内层走线是均匀介质串扰与蛇形走线串扰与保护地线串扰基础总结走线跨分割差分互连PCB走线中差分信号在源端和末端做等长的区别末端接收端等长源端驱动端等长总结对比信号完整性概念广义上讲由于互连、电源、器件等引起的所有信号质量及延迟等问题。Signal Integrity简称SI。SI的设计目的控制信号失真确保正确传输信息。数字信号的频域表示占空比为50%的方波信号可以表示成无穷个正弦函数的叠加高频分量越多上升时间越短即“上升时间”决定了信号中有多少高频成分。如何划分频段所有的频谱分量都对信号有用。不同频率分量对信号的影响大小不同。互联通道对高频信号的损耗很大我们不可能在无穷的频段范围内考虑互联通道的性能。当我们关注的带宽大于某一频点那么合成的波形可能不会有太大的失真。传输线基础相关总结基础概念所有走线都是传输线信号传输是一个动态的过程传输线上传输的是能量载体是电磁场。是电磁场引发电压电流而不是电压电流引发电磁场。传输线上的电压如浪头般前进斜坡占据一定空间跨度电流有两个方向电流环路方向、传输方向相互独立表层走线比内层走线上信号传输速度快信号感受到的永远是瞬时阻抗只有均匀传输线才有特性阻抗。常见传输线结构与阻抗微带线Microstrip信号层在表层参考平面在相邻内层。阻抗通常为50Ω单端或100Ω差分。带状线Stripline信号层夹在两个参考平面之间。阻抗更稳定但布线复杂度高。共面波导Coplanar Waveguide信号线与同层GND共面适合高频电路。线宽、介质厚度、介电常数、铜箔厚度等影响特性阻抗介质越厚电容越小阻抗越高如PCB中芯板厚度增加→Z0升高。线宽越窄电感增大、电容减小阻抗越高。介电常数Dk越高电容越大阻抗越低如FR-4的Dk≈4.2高频板材Dk可能更低。信号线与参考平面GND/VCC距离越远电容越小阻抗越高。参考平面是传输线的一部分承载返回电流、阻抗控制与网络属性无关返回电流中高频部分分布在走线正下方紧随走线较好的参考平面是与信号有关的GND或VCC平面临近线的翻转状态会影响信号感受到的阻抗影响大小与线间距有关。导体损耗、介质损耗是两大主要损耗源趋肤效应、临近效应、表面粗糙度等影响导体损耗。经验法则PCB上信号速度大约是6mil/ps即6000mil/ns。信号延迟大约167ps/inch1 inch1000mil。50欧姆阻抗控制线单位长度电容约为3pF/inch。50欧姆阻抗控制线单位长度电感约为8nH/inch。铜箔厚度每增加0.5盎司阻抗约减小1欧姆内层走线走线一侧介质厚度是另一侧的4倍以上时可以认为走线只有一个参考平面距离较近的平面走线下方距离走线中心3倍介质厚度处返回电流密度减小为最大值的10%铜导体的趋肤深度1GHz时约2.1um50MHz时约1/4盎司提高设计成功率的良好习惯对PCB走线进行阻抗控制不要参考与信号无关的VCC或GND平面DDR中同组信号走同一个布线层PCB板上重要的信号优先布线安排在有连续参考平面的信号层信号参考GND平面和VCC平面信号参考 GND 平面和 VCC 平面是 PCB 设计中常见的两种回流路径选择它们的作用和原理有所不同但都服务于信号完整性和电磁兼容性EMC的需求。关键区别总结特性参考GND平面参考VCC平面主要作用提供低阻抗回流路径控制阻抗辅助信号完整性回流机制直接形成电流回路通过去耦电容间接耦合到 GND适用场景绝大多数低频和高速信号高频信号、特定叠层设计建议优先参考 GND在可能的情况下尽量让信号层与 GND 平面相邻以降低噪声风险。电源平面处理若必须参考 VCC 平面需加强去耦电容设计确保高频情况下 VCC 与 GND 之间的低阻抗连接。仿真验证通过 SI/PI 仿真工具如 ADS、HFSS分析回流路径和信号质量。信号参考GND平面主要目的是的信号参考 GND 平面的核心目的是为信号电流提供一条低阻抗的回流路径。工作原理根据电流环路最小化原则高频信号电流会通过距离信号线最近的参考平面形成闭合回路从而减小环路面积降低电磁辐射和串扰。GND 平面通常作为系统的公共参考点具有稳定的电位能够有效屏蔽噪声。信号参考VCC平面主要目的参考 VCC 平面并不是为了“回流”本身而是为了维持信号完整性和控制阻抗尤其是在以下情况电源平面作为参考层在多层 PCB 中当信号层相邻的是 VCC 平面而非 GND 平面时信号会以 VCC 平面作为参考。AC 耦合效应对于高频信号如数字信号或射频信号VCC 平面通过去耦电容与 GND 平面在交流AC条件下形成低阻抗路径因此信号电流可以通过电容耦合到 GND完成回流。优势与注意事项阻抗控制参考 VCC 平面可以帮助维持特征阻抗的稳定性例如微带线或带状线结构。风险若 VCC 平面存在噪声或电压波动可能影响信号质量因此需要确保电源平面的干净和稳定性。Gbps高速差分过孔为什么加伴随GND过孔为什么只有均匀传输线才有特性阻抗核心定义特性阻抗Z0的定义基于一个理想假设——传输线在长度方向上具有均匀的横截面和均匀的材料特性。这意味着单位长度的电阻 ®、电感 (L)、电导 (G) 和电容 © 这四个分布参数在整条线上是恒定不变的。波动方程的解只有在这些参数恒定的条件下传输线方程的解才能导出一个恒定的Z 0 ( ( R j ω L ) / ( G j ω C ) ​ ) 1 2 Z0((RjωL)/(GjωC)​)^{\frac{1}{2}}Z0((RjωL)/(GjωC)​)21​。这个阻抗代表了电磁波在无限长的均匀传输线上传播时所“看到”的瞬时阻抗。物理意义在均匀传输线中信号每前进一个微小段遇到的电气特性L和C的比值是完全相同的因此阻抗是恒定的。非均匀传输线的情况如果传输线不均匀例如线宽发生变化、介质厚度变化、拐弯处、过孔附近等情况就完全不同了不存在唯一的特性阻抗由于不同位置的单位长度L和C值不同整条线没有一个全局统一的特性阻抗。局部阻抗在这种情况下我们更常讨论的是局部瞬时阻抗。信号在传播过程中会不断遇到变化的阻抗。导致信号完整性问题每当信号的瞬时阻抗发生变化即阻抗不连续点就会发生信号反射导致信号振铃过冲/下冲边沿退化时序错误实际PCB设计中的“均匀”概念在实际工程中“均匀”是一个相对概念。我们通过精心的设计来尽可能保证传输线在关键路径上的均匀性保持恒定线宽高速信号线应避免不必要的线宽变化。保持与参考平面的距离一致避免信号线跨分割平面或经过不同介质厚度的区域。控制弯曲角度使用45度角或圆弧拐弯而不是90度直角以最小阻抗突变。过孔的补偿过孔是典型的阻抗不连续点需要通过反焊盘设计或背钻等技术进行补偿。总结严格来说只有理想的均匀传输线才拥有一个定义明确、恒定不变的特性阻抗。工程实践PCB设计的目标就是使高速信号路径尽可能“均匀”以维持一个稳定的特性阻抗从而实现阻抗匹配避免信号反射。分析工具对于复杂的非均匀结构如过孔、连接器需要使用全波电磁仿真软件如HFSS, CST来分析其S参数和时域响应而不是用一个简单的Z0来描述。焊盘、反焊盘和热焊盘PCB中什么是反焊盘核心定义反焊盘也称为隔离焊盘指的是在PCB的内层电源平面或接地平面上围绕一个过孔 或通孔焊盘故意开设的一块无铜区域。你可以把它理解为一个“隔离区”或“禁布区”其目的是防止过孔的金属柱与内层的铜平面发生直接的电气连接即短路。反焊盘的核心作用有两个层面基础作用电气隔离在负片工艺 的内电层中默认整个层面都是覆铜的。当一个过孔穿过这个平面时如果不做任何处理过孔就会和平面短路。反焊盘就是在铜面上挖出的一个洞确保过孔与平面之间保持安全的电气间隙。高级作用改善信号完整性高速设计关键这是反焊盘更重要的价值所在。对于高速信号过孔反焊盘通过控制铜皮与过孔的间距来减少寄生电容从而控制阻抗提升信号质量。减少寄生电容过孔的金属柱和附近的铜平面会形成一个寄生电容。这个电容会对高频信号造成衰减减慢信号边沿速度。反焊盘增大了间距减小了电容。控制阻抗高速信号路径需要保持阻抗连续。过孔处的阻抗会突然下降通过优化反焊盘的尺寸通常比过孔焊盘大一定量可以补偿这种阻抗突变使整个通道的阻抗更加一致。反焊盘与焊盘和热焊盘热焊盘标准、正式的工程术语也称为热释放焊盘或花焊盘是一种特殊的PCB焊盘连接方式。当焊盘需要连接到电路板内层或表层的大面积覆铜通常是电源或接地平面时它不是用完整的实心铜皮直接连接而是通过几条细小的“辐条”或“桥梁”来连接。概念定义目的所在层位反焊盘电层上的无铜隔离区防止短路、减少寄生电容、控制阻抗内电层电源/地焊盘用于焊接元件引脚的有铜区域电气连接、机械固定所有层表层/内层热焊盘连接大面积覆铜和焊盘的热 Relief 连接方式防止焊接时散热过快便于焊接内电层或信号层设计要点与影响尺寸设计反焊盘的直径通常比过孔焊盘的直径大一定的值例如大8-20 mil。这个值需要根据叠层结构、阻抗要求和信号频率通过仿真或计算来确定。负面影响过大的反焊盘会割裂电源/地平面减小平面面积可能影响电源完整性和屏蔽效果。因此需要在隔离和平面完整性之间取得平衡。现代设计工具如Altium Designer、Cadence等EDA软件会自动为穿过电层的过孔添加反焊盘但其默认尺寸可能需要根据高速设计规则进行手动优化。为什么需要反焊盘核心原因防止在“负片”工艺中发生短路这是最根本的原因与PCB的制造工艺密切相关。内电层电源、地平面的两种工艺正片工艺用线条和形状来定义“有铜”的区域。这是我们最熟悉的信号层的做法。负片工艺用线条和形状来定义“无铜”的区域。整个层面默认都是覆铜的你需要“挖掉”铜皮来创建隔离和走线。内电层绝大多数情况下都采用负片工艺因为它效率高、数据量小。如果没有反焊盘会怎样在负片工艺中整个内电层最初是一整片铜。当你的过孔穿过这个平面时如果你不明确地告诉制造软件“请在这里挖一个洞即反焊盘”软件就会默认这个过孔和整片铜皮是连接在一起的从而导致短路即使它们的网络名称不同。所以反焊盘的根本作用就是在负片工艺的内电层上强制性地挖出一个隔离圈确保不同网络的过孔和铜平面之间保持安全的电气间隙。高级原因控制阻抗与信号完整性高速设计即使不考虑负片工艺在正片工艺中反焊盘的尺寸也至关重要。寄生电容一个过孔悬在铜平面附近会形成一个寄生电容。这个电容的公式是 C∝A/d电容与正对面积成正比与距离成反比。阻抗不连续这个寄生电容会使高速信号在通过过孔时感受到的瞬时阻抗突然降低导致信号反射劣化信号完整性。反焊盘的作用通过增大反焊盘的直径你实际上增加了过孔柱与铜平面之间的距离d从而显著减小了寄生电容使得过孔处的阻抗变化更平缓更接近传输线的特性阻抗。所以在高速设计中反焊盘的尺寸不是一个随便的值而是需要根据叠层结构、目标阻抗等参数通过仿真来精确计算的。PCB软件在负片层上的默认逻辑初始状态将一个内层设置为GND网络并定义为负片。软件认为这一整层都是GND铜皮。打过孔你放置了一个信号过孔比如网络名为CLK它穿过了这个GND负片层。软件的行为软件看到这个过孔但它不会因为这个过孔的网络是CLK而自动在GND铜皮上挖一个洞。为什么 因为在负片逻辑下软件“等待”您给出明确的指令告诉它“在哪里挖洞”。这个指令就是反焊盘。如果没有反焊盘软件就认为您不需要做任何处理那么过孔就会直接“浸泡”在这一整片GND铜皮中导致CLK网络和GND网络短路。结论在负片工艺中“不同网络自动避开”这个规则不适用。 它的规则是“默认全连接除非你显式地挖开”。为什么内电层要使用这种“反直觉”的负片工艺主要是为了效率和数据量极高的效率对于一个电源平面95%以上的面积都是铜皮。如果用正片画需要画一个巨大的多边形覆铜软件需要花费大量计算资源去填充和检查。而用负片只需要画几条线来定义“分割区”和“反焊盘”数据量极小处理速度极快。强大的电流承载能力负片默认的整片铜皮非常适合为芯片提供低阻抗的电源路径。现代软件的辅助功能你可能会想软件难道不能智能一点吗确实现代EDA软件增加了安全机制来防止这种错误设计规则检查您会设置一个规则比如“不同网络之间的间距至少为0.2mm”。当您运行DRC时软件会检查出所有在负片层上没有正确添加反焊盘的过孔并报错提示“不同网络间距不足”或“短路”。自动生成反焊盘大多数软件在你放置过孔时会自动为其在负片层上生成一个默认尺寸的反焊盘。这其实是软件帮你做了“挖洞”这一步。但这个默认尺寸可能不适合高速信号需要你根据阻抗要求去手动优化。串扰基础理论串扰的定义当PCB上走线间距较近时一条走线上传输信号会在临近的走线上引起噪声这种现象称为串扰。串扰的危害幅度噪声噪声叠加在受害信号的高低电平上影响眼图高度。抖动噪声叠加在受害信号的跳变边沿上影响时序或者眼宽。串扰形成的根源根源耦合耦合路径电场、磁场耦合方式容性耦合、感性耦合感性耦合和容性耦合区别在信号完整性SI和电磁学中感性耦合电感耦合和容性耦合电容耦合是两种基本的串扰机制。容性看电压电场耦合间距拉开降电容。感性看电流磁场耦合回路缩小减互感。近端两者相加远端两者相减均匀介质中。在实际PCB中两种耦合总是同时存在只是根据频率、走线结构和介质不同主导角色会变化。例如表层微带线通常感性耦合略强内层带状线两者接近相等远端串扰较小。物理本质与产生原因容性耦合由两根导体之间的寄生电容引起。当干扰线上的电压变化dV/dt时通过电容在受害线上产生位移电流。感性耦合由两根导体回路之间的互感引起。当干扰线上的电流变化dI/dt时通过互感在受害线上感应出电动势电压。耦合方向与极性容性耦合在受害线上产生的噪声电流方向是从干扰线指向受害线、再流向参考平面。噪声电压与干扰信号的变化趋势正相关上升沿产生正尖峰。感性耦合在受害线上产生的感应电压极性总是试图阻碍干扰电流的变化楞次定律。干扰电流上升时受害线近端噪声为正、远端为负在微带线中。对走线结构的敏感度容性耦合对线宽敏感影响平行板电容对介电常数εr敏感对走线并行的长度敏感受焊盘、过孔等突变影响大感性耦合对回路面积极其敏感互感与面积成正比对线间距非常敏感随间距平方或立方衰减对参考平面的完整性是否开槽、跨分割极其敏感抑制方法差异抑制容性耦合增加线间距降低Cm降低介电常数换材料在受害线两端对地加电容分流高频噪声使用屏蔽线外层接地的金属编织网抑制感性耦合减小回路面积让回流路径紧贴信号线增加线间距降低Lm避免参考平面开槽或跨分割使用双绞线使相邻绞环的互感相互抵消在受害线上串联共模扼流圈近端干扰和远端干扰在信号完整性SI中近端串扰NEXT, Near-End Crosstalk和远端串扰FEXT, Far-End Crosstalk是两种主要的干扰模式。它们的核心区别如下两者测量位置不同近端串扰干扰信号在靠近发送端的同一侧被测量。即干扰线发送信号时在受害线的同一端近端测到的噪声。远端串扰干扰信号在远离发送端的另一侧被测量。即干扰线发送信号在受害线的另一端远端测到的噪声。耦合机制与时延差异近端串扰由容性耦合和感性耦合共同作用两者在近端相加因此噪声幅度通常较大。远端串扰容性与感性耦合在远端相减。在均匀介质中两者几乎抵消但在非均匀介质如常见PCB的微带线中感性耦合通常略大导致远端噪声为负脉冲。远端串扰的脉宽等于耦合区域的时间延迟幅度随耦合长度增加而增加但受限于饱和长度。典型波形与幅度特性近端串扰脉冲宽度为两倍的耦合区域传输延迟2×TD幅度受线长影响最终趋于饱和不随长度无限增加。远端串扰脉冲宽度约等于耦合区域的传输延迟TD幅度随耦合长度线性增加直至出现饱和。对系统的影响差异近端串扰对全双工系统如以太网、DDR数据总线影响严重因为它会直接干扰发送端的接收电路。远端串扰对高速单向链路如PCIe、背板通信影响更大它会叠加在远端接收端的信号上造成信号抖动和眼图闭合。抑制方法差异抑制近端串扰增加线间距3W原则、使用带状线内层走线、采用差分信号。抑制远端串扰除了增加间距使用均匀介质如带状线可有效降低远端噪声因为能使容性与感性耦合更接近抵消。TDTime Delay指信号在耦合区域传播所需的时间。总结近端看相加、远端看相减近端脉宽双倍、远端脉宽单倍近端饱和、远端增长。为什么近端相加、远端相减建立模型干扰线vs.受害线想象两条平行走线信号从左端进入干扰线向右传播。我们在受害线的左端近端和右端远端分别观察噪声。容性耦合注入“电流源”本质干扰线上的电压变化dV/dt通过寄生电容向受害线注入位移电流。电流方向这个电流会同时向左右两个方向分流各占一半。一半流向近端左。一半流向远端右。感性耦合感应“电压源”本质干扰线上的电流变化dI/dt通过互感在受害线上感应出一个电压源。电压极性关键根据楞次定律感应电压会阻止干扰电流的变化。当干扰电流上升di/dt 0时感性耦合在受害线上产生的电压极性是近端正、远端负。在近端感性耦合驱动的电流方向并不是从近端左流向远端右——这是对环路电流的误解。实际上在近端测量点感性耦合和容性耦合产生的电流方向是相同的都流出受害线所以相加而不是相减。标准传输线理论的结论参见Howard Johnson或Eric Bogatin的教材感性耦合的等效电路是一个串联在受害线上的电压源Vs极性为近端正远端负。这个电压源会驱动一个环路电流。在受害线导体上电流的方向是从远端负端流向近端正端即从右向左为什么因为电流在电压源内部是从负端流向正端在外部电路受害线导体接收器参考平面中是从正端流向负端。但外部电路的路径是正端左→ 接收器 → 参考平面 → 负端右。总结近端相加无论是容性还是感性耦合它们产生的效果都是使电流从近端接收器流出。对接收器而言这相当于同一个方向的噪声所以两者相加导致近端串扰NEXT幅度较大。远端相减容性耦合想让电流流入远端接收器产生正噪声。感性耦合想让电流流出远端接收器产生负噪声。两个效果正好相反所以它们相减。如果两者强度相等在理想带状线中远端串扰FEXT甚至能完全抵消为零。这完美解释了为什么微带线表层非均匀介质的远端串扰是负脉冲感性略强而带状线内层均匀介质的远端串扰几乎为零。为什么常见PCB的微带线表层走线是非均匀介质带状线内层走线是均匀介质1、微带线为什么是非均匀的结构特点微带线位于PCB的顶层或底层。信号线铜皮上方是空气或阻焊层阻焊层的介电常数约3.5与空气不同但仍远低于FR-4。信号线下方是PCB基材FR-4。参考平面地平面在信号线下方位于基材的另一侧。电场分布信号线与参考平面之间电磁场的电场线一部分穿过FR-4介电常数约4.2一部分穿过空气介电常数约1.0。由于空气和FR-4的介电常数差异很大约4倍电磁波在传播时不同比例的电力线分布在不同的介质中。更关键的是随着频率变化电场在空气和FR-4中的分布比例会轻微变化导致有效介电常数随频率变化色散效应。为什么叫“非均匀介质”电磁波感受到的有效介电常数εeff是一个介于空气和FR-4之间的加权平均值不是单一材料常数。从电磁场角度看传播空间由两种不同的介质空气FR-4组成介质分布不均匀单侧不均匀。2、带状线为什么是均匀的结构特点带状线位于PCB的内层。信号线上下都有参考平面双参考平面。信号线的上下左右全部被同一种PCB基材FR-4完全包围上下是FR-4两侧也是FR-4除非线间距极近。没有空气接触。电场分布信号线与上下参考平面之间的电场线完全在FR-4内部。电磁波传播路径上的介质是单一、均匀的FR-4。为什么叫“均匀介质”电磁波感受到的有效介电常数就是FR-4的介电常数εr约4.2不随频率变化理想情况下。从电磁场角度看传播空间是单一介质介质分布完全均匀。3.、为什么不能把微带线做成均匀的你可能会想如果在微带线上面再压上一层FR-4像三明治一样不就均匀了吗那就是埋藏式微带线或共面波导但在标准工艺中顶层若再覆盖FR-4要么变成内层带状线要么需要特殊工艺如加阻焊层但阻焊层介电常数~3.5仍不是真的均匀。实际上如果微带线表面覆盖足够厚的均匀介电层如另一块FR-4它就变成了不对称带状线虽然不是理想带状线上下介质厚度不同但远端串扰会显著减小。但在标准PCB工艺中表层要么是空气要么是薄薄的阻焊层0.5 mil无法提供真正的均匀介质环境。串扰与蛇形走线绕线最终目的增加延时。走线长度一样信号延迟不一定相同。蛇形线内部串扰为近端串扰跳变方向与信号相同加速信号传播。蛇形走线怎么绕空间允许条件下尽量使用大Gap值并减小H值。蛇形走线使用扁平的凸起延时效果更好。总结蛇形绕线使信号加速。蛇形走线使用扁平的突起延时效果更好。串扰与保护地线表层走线与内层带状线情况不同。表层走线保护地线使用不当会加剧串扰。内层走线保护地线可以进一步减小串扰。表层走线内层走线保护地线表层GND过孔拉开间距是减小串扰最有效方法。保护地线使用不当会恶化串扰。保护地线要起到隔离作用需在地线上密集打GND孔。保护地线内层GND过孔拉开间距3W串扰1%。加隔离线进一步减小。但使用密集过孔不再有明显改善。总结低频模拟信号隔离地线效果较好。对于数字信号表层走线隔离线可能使串扰进一步恶化要想起到隔离作用需要在隔离线上密集打GND孔。内层走线保护地线有用是在串扰极小的情况下进一步改善意义不大。可在对隔离要求极其苛刻情况下使用。内层走线密集GND过孔没有明显效果。拉开间距是减小串扰最可靠、最有效的措施。不要轻易使用保护地线。注意隐藏的风险未处理的铺铜。串扰基础总结总结串扰形成的根源在于电磁耦合。线间距越大容性耦合、感性耦合越弱。近端串扰容易饱和饱和长度为Tr/2。近端串扰饱和时幅度不高但持续时间长。远端串扰饱和长度非常大饱和时幅度约为攻击信号的一半。远端串扰幅度高持续时间短。表层有远端串扰内层没有远端串扰。宽边耦合远远强于边沿耦合串扰更大。串扰导致信号边沿抖动并产生幅度噪声。奇模方式下串扰加速信号偶模情况下串扰延迟信号。未饱和情况下上升时间越快串扰越大。线间距越大串扰越小。内层走线间的串扰对间距更敏感。介质厚度越大串扰越大。阻抗控制线介电常数越小串扰越小。未饱和情况下上升时间越快串扰越大。攻击信号幅度越大串扰越大。串扰噪声也会反射使情况进一步恶化。减小串扰的常用方法增大走线间距。最小化信号间平行长度。相邻的信号层走线彼此正交。在内层布线以消除远端串扰。在满足时序要求的前提下增大信号的上升时间。敏感的重要信号远离高噪声高摆幅的信号。阻抗控制情况下使用低介电常数的板材。做好匹配端接减小串扰噪声的反射。哪些地方应关注串扰表层注意长距离的并行走线。内层注意传输方向相反的信号间串扰。一组并行走线中的CLK。一组并行走线中的Reset信号。一组并行走线中的使能信号。连接器处引脚定义。经验法则50欧表层线线间距为1W时耦合电容占5%。耦合电感占15%。50欧表层线近端串扰线间距为1W约5%。线间距为2W约2%。线间距为3W约1%。50欧内层线近端串扰线间距为1W约7%。线间距为2W约2.5%。线间距为3W小于1%。攻击线很多时最大近端串扰线间距为1W表层约14%内层约12%。线间距为2W表层约5%内层约4%。线间距为3W表层约3%内层约1%。表层隔离地线上的GND孔间距小于1.5Tr距离单位为milTr单位为ps。如果攻击信号上升时间为1ns隔离地线上孔间距应小于1500mil。提高设计成功率的良好习惯尽量减小并行走线长度。如果空间允许尽量拉开线间距。重要信号走内层。相邻信号层正交布线。Reset信号不要走在一组平行线中间。连接器中分配多个GND或VCC引脚隔开信号引脚。敏感信号远离幅度较高的IO信号。走线跨分割总结跨分割处阻抗不连续信号上升时间越小感受到的阻抗变化量越大。多条走线跨分割时串扰急剧增加。内层走线如果走线另一侧还有一个连续参考平面可减小跨分割的影响。跨分割会引起腔体谐振导致信号中某些频率成分的反射、损耗急剧增加。腔体谐振会恶化串扰。边沿较缓的信号跨分割时合理的PDN去耦系统设计能在一定程度上减小跨分割的影响。边沿较快的信号跨分割时PDN去耦电容的作用非常有限。分割平面紧邻一个完整平面中间介质越薄跨分割影响越小。提高设计成功率的良好习惯敏感信号不要跨分割如果跨分割不可避免合理安排走线层让边沿较缓的信号跨分割。多层板中电源层紧邻GND层中间使用薄介质。多层板中重要信号走内层走线一侧放置完整GND平面。差分互连总结差分对中两个信号是独立的。差分对能否传输信息与是否平行走线是否有耦合无关。耦合布线是为了提高 传输性能。差分对中任何不对称都会产生模态转换。PCB上差分信号返回电流主要集中在返回平面内。奇模阻抗、偶模阻抗是一根线上的单端信号在不同模态下感受到的阻抗。差分阻抗、共模阻抗是两个组合分量感受到的阻抗。奇模阻抗小于单根线的特征阻抗偶模阻抗大于单根线的特性阻抗线间距越大奇模阻抗、偶模阻抗差别越小。内层走线奇模阻抗、偶模阻抗对线间距更敏感。松耦合比紧耦合综合性能更好。差分、共模分量都会反射。如果单端线距离差分对过近仍然会产生很大的串扰噪声。等长等距要求中等长的影响更大。差分对跨分割主要影响是串扰和EMI。差分信号不等距影响不等长影响间距变化不敏感等长和等距等长优先。跨分割对差分信号的影响平面分割处差分阻抗增加差分信号反射。反射量和信号上升沿有关上升沿越快反射两越大。串扰加剧单端对差分差分对差分。跨分割对共模信号的影响差分对不可能完全对称共模噪声必然存在会转换为差分噪声。在分割处共模噪声反射如果无共模端接共模噪声会很大。跨分割对EMI的影响共模噪声恶化会增加EMI。差分对设计原则差分对设计核心原则对称、阻抗连续。等长、等距等长优先。成本压力不大情况下尽量使用松耦合。连续的参考平面。无耦合到有耦合时变线宽。BGA下可能需要变线宽线宽线距单独配置差分阻抗要连续提高设计成功率的良好习惯尽可能保证差分对对称、阻抗连续。尽量保证等长等距等长优先。如果布线空间足够使用松耦合。合理安排布线层给差分对一个连续的参考平面。单端走线远离差分对。差分线不要压过孔的反焊盘。差分线不要跨分割。PCB走线中差分信号在源端和末端做等长的区别末端接收端等长这是最常用、最推荐的方法。做法在差分对布线时先尽量保持平行布线。当需要调整长度时将较短的哪一根线在靠近接收芯片引脚的位置进行“绕线”补偿增加其长度使其与较长的那根线等长。优点保证信号时序在接收端对齐这是最终目的。在接收端进行补偿能最直接地确保两个信号在被接收器采样时的时序是一致的。反射影响最小绕线区域产生的任何阻抗不连续或反射会发生在信号到达接收端之后或同时。由于信号已经被采样这些反射对当前比特位的判断影响较小。它们可能会在后续比特位产生干扰但影响相对可控。适用于点对点拓扑对于绝大多数高速接口如PCIe SATA USB MIPI等都是点对点连接末端等长是最佳实践。缺点在多负载拓扑中可能不理想例如在DDR4的Fly-BY拓扑中信号需要依次到达多个负载。在这种情况下等长需要在每个负载节点之间分别进行而不是只在最终末端。源端驱动端等长这种方法较少使用通常只在特定场景下考虑。做法在靠近驱动芯片引脚的位置对较短的信号线进行绕线补偿。优点信号同时发出可以确保差分信号从驱动端发出的初始时刻就是同步的。在某些特殊拓扑下有用例如当一条差分线需要驱动多个分支时但这种情况本身就不利于高速信号在源端保证同步可能有一定意义。缺点反射问题严重主要缺点绕线区域必然引入阻抗不连续。如果这个不连续点在源端它产生的反射会沿着整条传输线传播在接收端和源端之间来回反射与主信号叠加严重劣化信号完整性引起振铃。无法补偿传输过程中的偏差即使信号同时发出在传输过程中由于PCB板材不均匀、过孔、交叉干扰等因素仍然可能产生新的时序偏差。源端等长无法消除这些“途中”产生的偏差。违背端接原则对于源端端接串行端接的情况绕线必须放在端接电阻之后这实际上又变成了“靠近源端的末端”情况更复杂。总结对比特性末端等长推荐源端等长不推荐时序保证优直接保证接收时刻的时序对齐。中只保证发射时刻同步无法补偿传输中的偏差。信号完整性优绕线引起的反射发生在信号采样后影响较小。差绕线引起的反射会污染整个信号路径导致振铃。适用场景广绝大多数点对点高速信号PCIe SATA USB等。窄特定多分支拓扑或特殊情况需谨慎评估。设计难度低方法简单直接是行业标准做法。高需要精细仿真来评估反射影响容易出问题。通用设计准则首选末端等长对于99%的设计都应该选择在接收端附近进行差分对的长度匹配。控制绕线方式绕线时应使用45度角或圆弧进行绕线避免90度直角。差分对的两根线应一起绕保持间距恒定以维持差分阻抗。匹配区域的总长度应小于信号上升空间对应的电气长度通常要求长度偏差小于信号上升时间的1/10。遵守协议规范不同的高速协议对等长偏差有明确要求如PCIe Gen3要求小于5mil。务必查阅相关规范。仿真验证对于关键信号或更高速的设计使用SI信号完整性仿真工具来验证等长策略的效果是最终保障。结论在不确定的情况下始终选择在差分线的末端接收端进行等长处理。 这是经过实践检验的、最可靠的方法。